郭维锋， 刘劭薇， 倪 屹 （江南大学 集成电路学院，江苏 无锡 214122）

摘 要：为满足军事应用场景对高抗干扰性和低功耗的无线通信设备的需求，设计了一种用于sub-GHz频段 的低噪声低功耗的无线接收机前端电路．该电路第一级利用噪声消除技术和交叉耦合结构来抑制热噪声并校准 差分电流失衡；第二级将电流复用技术用于双平衡有源混频器，使混频器总体形成折叠结构，保证电路能够在低 电源电压下工作．仿真结果表明，所设计电路在目标接收频率433.92 MHz下，峰值增益达到56.67 dB，噪声系数 为4.33 dB，静态功耗为1.86mW．

关键词：接收机前端；抗干扰；低功耗；低噪声放大器；混频器

    相较于 2.4GHz 频段等高频段无线通信，subGHz 无线传输在窄带范围下由于大气衰减小，故 能够远距离传播，传输距离可达到 1 km 以上[1] ， 其穿透能力强，可穿透建筑物、植被和轻度障碍 物，且频率较低，比拥挤的 ISM 频段干扰少，信 号不易被探测和定位．因此，sub-GHz 无线传输 广泛应用于军事通信领域(如士兵间短距离可靠 通信、连排级战术通信、战术 Ad-hoc 网络构建等)、 无人化军事设备(实现遥控与监测)和卫星通信 领域(如低轨卫星(LEO)的测控链路、卫星遥测、 跟踪与控制(TT&C)等)．长续航和高抗干扰性能 已成为军事应用场合最为关键的需求，故对射频 前端电路的功耗和噪声性能提出了更高要求．

    文献[1]设计采用互补共源级和五管运放级 联构成的低噪声放大器(LNA)使得第一级电路 跨导增加为两输入管跨导之和，从而减小了等效 到 LNA 输入端的噪声，但增加了一级运放结构 以增加电路增益，使得功耗增加．文献[2]设计 了一种工作在 2.4 GHz，采用电流复用和动态箝 位的低噪声跨导放大器，但该电路采用多个运 放，导致功耗较大．文献[3]为了减少作为射频 和基带转导器工作的器件产生的低频噪声，采用 了源极负反馈电阻．文献[4]中的 LNA 使用可调 谐反馈电阻结构，在相同偏置电流下提高了性 能，降低了功耗．文献[5]中提出一种噪声消除 技术，通过合理的电路结构以及尺寸设置，使得 输入共栅管的漏端噪声成为共模信号，在差分输 出端被消除．该 LNA 采用噪声消除技术有效降 低 了 噪 声 系 数 ，但 造 成 了 2 路 差 分 电 流 的 不 平 衡，从而导致增益降低．根据级联系统的噪声系 数公式可知，第一级电路增益的降低将增加系统 的噪声系数，恶化噪声性能．因此本文设计在噪 声消除单端转差分 LNA 中加入交叉耦合结构， 有效降低噪声系数的同时提高本级增益，从而降 低整体电路的噪声系数．

    近年来，提出了许多降低接收机电路的功耗 方法，如降低电源电压和模块融合技术[6-7] ． 然 而，直接降低电源电压会使输出信号摆幅大幅受 限，并对电路的稳定性造成负面影响．文献[8] 通过模块融合技术，将 LNA、混频器、压控振荡 器按照套筒式结构堆叠，共用一路偏置电流，有 效降低功耗．但该电路由于纵向叠加，消耗了大 量输出电压余度，在低电源电压下难以实现[9] ，且 各端口间的隔离度降低．此外，还有亚阈值区偏 置、跨导增强和电流复用等方法单独或结合起来 用于低功耗设计[10] ．本文设计的混频器电路结 合电流复用技术和折叠结构，通过 1 路电流 2 路 复用降低功耗的同时最大程度使用输入跨导管 的跨导增加增益；同时混频器电路频率转换单元 和电压转电流单元形成折叠结构，有效增加了输 出电压余度，从而能使射频前端电路能够在更低 电源电压下工作，以达到降低功耗的目的．

1 射频前端电路结构 

    用于物联网通信的射频前端电路整体结构 如图 1 所示．该射频前端电路由一个 LNA 和双 平衡有源混频器组成．该电路第一级为采用交叉 耦 合 结 构 的 共 栅 共 源 LNA，接收目标频率为 433.92 MHz 的射频信号．第二级为 2 个双平衡有 源混频器，其中包含采用电流复用结构的电压转 电流单元，将 LNA 输出的经过放大的射频信号 转换为与输入射频信号相同频率成分的电流信 号，由于混频器后级含有中频滤波器，故电压转电 流单元将 LNA 输出的射频信号变为 2 路正交的 差分电流信号 IOI+、IOI-和 IOQ+、IOQ-输出，之 后将 2 路正交的电流送入混频器混频单元进行频 率变换，最终输出 I 路和 Q 路 2 路互相正交且经过 变换至目标频率 1.24 MHz 的基频电压信号．

2 电路设计 

2.1 低噪声放大器设计 

1)LNA 电路结构和基本性能参数 本文设计的 LNA 电路结构如图 2 所示(其中 电容C1 、C2 、C3为隔直电容，用于隔离输入信号 的直流分量)．该电路使用噪声消除技术[5] 以消 除M7的漏极电流，故需满足条件：

式中，gm7和gm8分别为 MOS 管M7和M8的跨导，Radj 为 LNA 的可调负载电阻．忽略 MOS 管各极间寄 生电容，该电路输入阻抗为1/gm7，满足输入阻抗 匹配时Rs = 1/gm7，故需满足：

式(2)可达到消除M7漏极噪声的效果．

LNA 电路的小信号模型如图 3 所示．可推 导出该电路的电压增益为

    M7的漏极噪声在满足式(1)和式(2)后在差分 输出端被消除，故电路的主要噪声来源于M8的 漏极热噪声电流、2 个负载电阻Radj 的热噪声以及 M7和M8晶体管栅端的闪烁噪声，由于仿真得到 的M5和M6的噪声贡献极小，可忽略不计．则电 源内阻的输出等效噪声电压 、2 个负载电阻 Radj 的输出等效噪声电压、M8的漏极等效输 出噪声电流、M7的栅极等效闪烁噪声输出 噪声电压、M8的栅极闪烁噪声的等效输出 噪声电压分别为

式中，k为玻尔兹曼常数；T 为热力学温度；γ为过 程因子，对于长沟道器件约等于 23；K 是与工艺 有关的常量，数量级为10-25 V2 F；f 为输入射频信 号的频率；Cox为单位面积的栅氧化层电容；(WL)7 、 (WL)8为 MOS 管M7 、M8的宽长乘积．

    噪声因子为输入信噪比与输出信噪比的比 值，定义为

设SNRin为输入信噪比，SNRout为输出信噪比，噪 声系数定义为

2)交叉耦合结构 

    由于输入信号通过共栅管M7后相位不变， 通过共源管M8后信号反相；又由式(1)得gm7 = gm8 ， 故理想情况下，通过M7和M8的小信号电流应大 小相等且相位相反．但在文献[2]的结构下，由 于体效应的存在，使得M7的等效跨导增大了(1+η)倍(η = gmb7/gm7为体效应系数)，则流过M7和M8的 2 路差分电流产生了幅度不匹配；同时由于 MOS 管的极间寄生电容的存在，导致 2 路差分电流产 生了相位不匹配．在一定输入信号条件下，2 路 电流随时间变化如图 4(a)所示(其中im7和im8分别 为流过M7和M8的漏端电流)．由图 4(a)可得，在 当前条件下M7漏端的电流峰-峰值为 0.08 μA，M8 漏端电流峰-峰值为 0.02 μA，电流幅度不匹配达 到了 75%．理想情况下M7漏端电流和M8漏端电 流相位差应为 180°，此时 2 路差分电流相减能够 达到最大值，使得输出电压达到最大值，以获得 LNA 的最大增益．此时相位偏离了 16.67%，使得 增益下降．

    设实际幅度为Afact ，理想幅度为Aideal ，实际相 位为Pfact ，理想相位为Pideal ，电流幅度和相位不匹 配的计算公式分别为

设 第 一 级 电 路 即 本 文 LNA 的 噪 声 因 子 为F1，第一级电路的增益(LNA 增益)为G1，第二级 电路即本文混频器电路的噪声因子为F2，则两级 级联系统的噪声系数为

    电流相位和幅度的不匹配极大程度影响了增益 性能．由式(13)可知，LNA 的增益性能进一步影 响整体电路的噪声系数．针对上述问题，本文对 图 2 中M5和M6采用交叉耦合结构，使得小信号 情况下，M5栅源电压为M6源极电压与M5源极电 压之差，M6栅源电压为M5源极电压与M6源极电 压之差，故其小信号电流必然大小相等且相位相 差 180°，通过该结构校准了差分电流幅度和相位 的不平衡．使用交叉耦合前后 2 路电流对比如 图 4 所 示 ． 图 4(b) 中 ，电 流 幅 度 不 匹 配 降 低 至 15.5% ，相 位 不 匹 配 降 低 至 接 近 于 0，此 时M5和 M6 2 路差分电流的最高点对应于另一路的最低 点，可使增益最大化．图 4(c)中，使用交叉耦合结 构后，增益提升了约 3 dB．由图 4 可知，交叉耦合 结构有效校准了差分电流的相位和幅度不匹配．

图4 使用交叉耦合结构前后 2 路电流相位和幅度以及增益对比

2.2 混频器电路设计 

    混频器电路由 1 个电压转电流单元和 2 个混 频单元组成(见图 1)．设输入本振信号为 CLK_I+、 CLK_I- 、CLK_Q + 、CLK_Q- ，其 中 CLK_I + 和 CLK_I-、CLK_Q+和CLK_Q-互为反相信号，CLK_I+ 和 CLK_Q+、CLK_I-和 CLK_Q-互为正交信号．I 路和 Q 路 2 路差分信号输出也为正交信号． 

1)混频器电压转电流单元

    混 频 器 的 电 压 转 电 流 单 元 结 构 如 图 5 所 示 ． 由 LNA 输 出 的 差 分 电 压 信 号 从 MIX_I- 和 MIX_I+两端口输入，输出 I 路和 Q 路 2 路差分电 流 ，这 2 路 差 分 电 流 相 位 和 幅 值 相 同 ，频 率 与 LNA 输出的信号频率一致．为满足这个要求， M12—M15的尺寸和跨导需保持一致，M16—M19的 尺寸和跨导也需保持一致，以保证输出差分电流 的匹配．其中M21和M22为镜像电流源，将电流源 I2的电流镜象至差分输出支路以提供直流偏置 电流，M10和M11也为镜像电流源，将外部输入电 流I1镜像至差分输出支路以提供直流偏置电流 ．电 容C4—C7为 隔 直 电 容 ，用 于 隔 离 LNA 输 出 电 压中的直流失调成分．

设输入射频信号的角频率为ωRF，输入信号 幅度为 A，输入信号相位为φ．若由 MIX_IP 输入 的电压为up = 2-1 A cos(ωRFt + φ), MIX_IN 的输入电 压 为un = -2-1 A cos(ωRFt + φ)，则 输 出 IOQ+ 和 IOI+ 电流为iOP，输出 IOQ-和 IOI-电流为iON，表示为

    由于该电路为对称结构，故以 Q 路电流形 成支路的左半边为例分析，可知通过M18和M14形 成电流复用结构，使M18漏极电流为M14漏极电流 和输出 IOQ+电流之和，利用 2 个输入跨导管的 跨导，将电流增益提高至两输入对管M14和M18跨 导之和．同时，直流偏置电流也经过复用至M14 和后级电路之中，有效降低电路功耗．

2)混频器混频电路 

    由于图 1 中两混频电路结构相同，但输入本 振 信 号 互 为 正 交 信 号 ，故 先 以 1 个 混 频 电 路 为 例，电路结构如图 6 所示．图 6 中，互为反相的 本振信号由 CLK-和 CLK+端输入至开关管M23— M26两端，前级电压转电流电路输出的电流信号 由 IN+和 IN-端输入．经过下变频的电流分别流 过由R4、M27和R5 、M28构成的负载电路后形成中 频电压在 MIX_OUT-和 MIX_OUT+两端输出．

    假设负载电阻为 RL，INP 分为 I1和 I3两支路 电流，INN 分为I2和I4两支路电流；输出电流分别 为 IO1和 IO2，本振信号角频率为ωLO，则得到下变 频输出电压VOUT的混频过程如下．

式中sgn(cos(ωLOt))是一个频率为ωLO的方波信号， 其函数可表达为

式中等效负载电阻为

    由式(21)可知，该电流复用结构将混频器的 等效输入跨导提高至(gm18 + gm14)，且电压转电流 结 构 与 混 频 电 路 以 及 负 载 级 形 成 了 折 叠 式 结 构．相较于传统套筒式结构的混频器，本文混频 器在输出端增加了一个过驱动电压的输出电压 余度，故能在更低电源电压下工作．

3 仿真结果与分析 

    基于 SMIC 110 nm 工艺，实现满足上述功能 的电路，并利用 Cadence 中的 Spectre 仿真，对上述 电路进行仿真，使用 virtuoso 中的 Layout 工具进行 版图绘制和寄生参数提取．该电路在 1.5 V 电源 电压下工作，TT 工艺角常温下功耗为 1.86 mW． 对所绘制版图进行后仿真，其结果如图 7 所示．

    输 入 频 率 为 433.92 MHz、功 率 为 -50 dBm 的 射频信号(输入电压波形见图 7(a))，在混频器输 出端输出 2 个经过放大的互相正交的中频信号， 给该电路输入的本振信号为 432.68 MHz，故输出 I 路和 Q 路信号为互相正交的频率为 1.24 MHz 的 中频信号，且经过放大后的幅度为 590 mV，输出 信号电压波形见图 7(b)．由此可知，该电路实现 了 433.92 MHz 信号的下变频和放大功能，该信号 常用于物联网通信频段．

    对该电路在 TT 工艺角下常温 27℃、60℃和 FF 工艺角下-40℃以及 SS 工艺角下 125℃情况下 进行性能指标后仿真，结果如图 8 所示．由图 8 可 知 ：① 该 射 频 前 端 电 路 噪 声 系 数 在 输 出 中 频 1.24 MHz 处在 3.7 ~ 4.8 dB 之间，TT 工艺角下常温 条件下射频前端电路噪声系数为 4.33 dB，其中 LNA 的噪声系数低至 2.8 dB．②TT 工艺角常温条件下，电路总增益为 56.67 dB．该电路输入反 射系数S11通过匹配网络优化至-18 dB．

图 8 射频前端电路的性能指标仿真结果

    本文射频前端电路在 1.5 V 电源电压供电下 工作，消耗电流 1 241.96 μA，其中 LNA 电路消耗 电流 655.38 μA，混频器电路消耗电流 586.58 μA． 表 1 为本文电路性能指标与其他同类文献电路 指标的对比．由表 1 可知，相较于相同研究下的 电路，本文电路功耗较低，增益较高，噪声系数 较低，输入匹配性能较好．因此本文实现了低噪 声低功耗的射频前端电路．

4 结束语 

    面 向 军 事 领 域 sub-GHz 无 线 通 信 对 高 抗 干 扰能力和长续航能力的特殊要求，基于 110 nm 工 艺节点开发出一种低噪声、低功耗射频前端电 路．该电路实现了天线输入信号的放大与下变 频功能，具有低噪声和低功耗的特点．在关键模 块设计上，采用噪声消除技术构建具有交叉耦合 结构的单端转差分低噪声放大器，在实现噪声系 数优化的同时显著提升了信号增益．在混频器 模块设计上，引入电流复用技术，通过复用输入 跨导管的跨导值有效提升增益并降低功耗；采用 折叠式架构拓展输出电压摆幅，使电路可在更低 的电源电压下稳定工作，进一步降低了功耗．经仿真验证，该射频前端电路最终达成 56.67 dB 的 系统增益，输入反射系数优化至-18 dB，噪声系 数控制在 4.33 dB，整体功耗仅 1.86 mW．仿真结 果表明，各项性能指标完全满足高抗干扰环境下 长续航应用的实际需求．下一步将针对未来战 场复杂的电磁环境，结合可重构技术尝试实现动 态频段切换，研究电路在极端温度和辐射条件下 的稳定性提高方法．